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Matthias Jung
@@ -1,6 +1,6 @@
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In der Klasse N haben wir bereits den isotropen Strahler (vgl. Abbildung [ref:e_Kugelstrahler]) kennengelernt. Der isotrope Strahler ist keine reale Antenne, er ist ein physikalisches Modell für einen Strahler, der die Energie in alle Richtungen des Raumes gleichmäßig abstrahlt.
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Die Äquivalente Isotrope Strahlungsleistung (EIRP) einer realen Antenne bezieht sich auf den isotropen Strahler. Mit anderen Worten, die Strahlungsleistung einer realen Antenne wird mit der Strahlungsleistung des isotropen Strahlers verglichen. Für die abgestrahlte Leistung ist nur die Energie relevant, die tatsächlich an der Antenne ankommt. Durch Kabeldämpfung etc. kann die Leistung des Senders in der realen Welt nicht vollständig der Antenne zugeführt werden. Diese verlorene Leistung darf nicht in die Berechnung der Stahlungsleistung eingehen. Der Antennengewinn in der Vorzugsrichtung ist natürlich Teil der Rechnung. In Formeln bedeutet das:
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Die Äquivalente Isotrope Strahlungsleistung (EIRP) einer realen Antenne bezieht sich auf den isotropen Strahler. Mit anderen Worten, die Strahlungsleistung einer realen Antenne wird mit der Strahlungsleistung des isotropen Strahlers verglichen. Für die abgestrahlte Leistung ist nur die Energie relevant, die tatsächlich an der Antenne ankommt. Durch Kabeldämpfung etc. kann die Leistung des Senders in der realen Welt nicht vollständig der Antenne zugeführt werden. Diese verlorene Leistung darf nicht in die Berechnung der Stahlungsleistung eingehen. Der Antennengewinn in der Vorzugsrichtung ist natürlich Teil der Rechnung. In Formeln bedeutet das:
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$P_\text{EIRP} = (P_\text{Sender} - P_\text{Verluste}) \cdot G_\text{Antenne}$
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@@ -43,17 +43,17 @@ $g = 10 \cdot \log_{10}\left(\frac{P_2}{P_1}\right) \unit{\dB}$
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Da zusätzlich eine Dämpfung $a$ berücksichtigt werden muss, wird diese vom Antennengewinn abgezogen. Für $P_1$ setzen wir die Senderleistung $P_\text{Sender}$ ein, da sie die Eingangsleistung darstellt, und für $P_2$ entsprechend $P_\text{EIRP}$, da dies die resultierende Ausgangsleistung ist.
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$g-a = 10 \cdot \log_{10}\left(\frac{P_\text{EIRP}}{P_{Sender}}\right) \unit{\dB} \quad\quad\quad | : \qty{10}{\dB}$
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$g-a = 10 \cdot \log_{10}\left(\frac{P_\text{EIRP}}{P_\text{Sender}}\right) \unit{\dB} \quad\quad\quad | : \qty{10}{\dB}$
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Wir teilen auf beiden Seiten durch $\qty{10}{\dB}$:
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$\frac{g-a}{\qty{10}{\dB}} = \log_{10}\left(\frac{P_\text{EIRP}}{P_{Sender}}\right) \quad\quad\quad | 10^x$
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$\frac{g-a}{\qty{10}{\dB}} = \log_{10}\left(\frac{P_\text{EIRP}}{P_\text{Sender}}\right) \quad\quad\quad | 10^x$
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Danach wenden wir auf beiden Seiten $10^x$ an um den Logarithmus aufzulösen:
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$10^{\frac{g-a}{\qty{10}{\dB}}} = \frac{P_\text{EIRP}}{P_{Sender}} \quad\quad\quad | \cdot P_{Sender}$
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$10^{\frac{g-a}{\qty{10}{\dB}}} = \frac{P_\text{EIRP}}{P_\text{Sender}} \quad\quad\quad | \cdot P_\text{Sender}$
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Durch Multiplikation von P_{Sender} ergibt sich die benötigte Formel:
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Durch Multiplikation von $P_\text{Sender}$ ergibt sich die benötigte Formel:
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$P_\text{EIRP} = P_\text{Sender} \cdot 10^{\frac{g_i-a}{\qty{10}{\dB}}}$
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@@ -121,13 +121,13 @@ $ P_\text{Sender} = \frac{\qty{10}{\watt}}{10^{\frac{\qty{5,15}{\dBi}}{\qty{10}{
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Die Berechnung mit dem Taschenrechner ergibt $\qty{3,05}{\watt}$. Mit einer Begrenzung auf $\qty{3}{\watt}$ hält man den Grenzwert von kleiner $\qty{10}{\watt}$ EIRP ein.
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Der Zweite Rechenweg geht wieder über die Zerlegung der dB-Werte. Schaut man sich den Wert $g=\qty{5,15}{\dBi}$ an so erkennt man, dass man diesen Wert in
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Der zweite Rechenweg geht wieder über die Zerlegung der dB-Werte. Schaut man sich den Wert $g=\qty{5,15}{\dBi}$ an so erkennt man, dass man diesen Wert in
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$\qty{5,15}{\dBi} = \qty{3}{\dBi} + \qty{2,15}{\dB}$
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zerlegen kann. In der Tabelle [ref:e_dezibel_leistungsfaktoren] findet man den Faktor für $\qty{2,15}{\dB}$ als $\num{1,64}$. Somit ergibt sich für die maximale Sendeleistung:
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$P_{Sender} = \frac{\qty{10}{\watt}}{2\cdot 1,64} = \frac{\qty{10}{\watt}}{3,28} \approx \qty{3}{\watt}$
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$P_\text{Sender} = \frac{\qty{10}{\watt}}{2\cdot 1,64} = \frac{\qty{10}{\watt}}{3,28} \approx \qty{3}{\watt}$
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Wie zu erwarten kommen wir hier zum gleichen Ergebnis. Mit $\qty{3}{\watt}$ ist man auf der sicheren Seite.
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@@ -143,13 +143,13 @@ Für die nächste Frage muss man darauf achten, dass eine Dipol-Antenne verwende
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Der Gewinn einer Dipol-Antenne gegenüber dem Kugelstrahler beträgt $\qty{2,15}{\dB}$. Dies entspricht dem Faktor von $\num{1,64}$. Dies steht auch in der Formelsammlung:
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$P_{EIRP} = P_{ERP} + \qty{2,15}{\dB}$
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$P_\text{EIRP} = P_\text{ERP} + \qty{2,15}{\dB}$
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bzw. als Faktor:
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$P_{EIRP} = P_{ERP} \cdot 1,64$
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$P_\text{EIRP} = P_\text{ERP} \cdot 1,64$
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Wobei $P_{ERP}$ die Strahlungsleistung bezogen auf den Dipol darstellt.
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Wobei $P_\text{ERP}$ die Strahlungsleistung bezogen auf den Dipol darstellt.
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Der Gewinn des Dipols beträgt $\qty{2,15}{\dBi}$, das entspricht hier exakt der Kabeldämpfung in der Frage. Beiden gleichen sich damit aus. Die Dipolantenne strahlt $\qty{75}{\watt}$ EIRP ab.
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@@ -162,9 +162,9 @@ Gesucht ist die äquivalente isotrope Strahlungsleistung $P_\text{EIRP}$. Zunäc
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$P_\text{EIRP} = \qty{100}{\watt} \cdot 0,1 \cdot 1,64 = \qty{16,4}{\watt}$
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Für die nächste Frage findet sich in der Formelsammlung auch direkt eine Anwendbare Formel. Da wir eine Richtantenne haben deren Gewinn auf den Dipol angegeben ist (ERP) muss für die Berechung von $P_{EIRP}$ noch $\qty{2,15}{\dB}$ addiert werden:
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Für die nächste Frage findet sich in der Formelsammlung auch direkt eine anwendbare Formel. Da wir eine Richtantenne haben deren Gewinn auf den Dipol angegeben ist (ERP) muss für die Berechung von $P_\text{EIRP}$ noch $\qty{2,15}{\dB}$ addiert werden:
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$P_\text{EIRP} = P_\text{Sender} \cdot 10^{\frac{g_i-a+\qty{2,15}{\dB}}{\qty{10}{\dB}}}$
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$P_\text{EIRP} = P_\text{Sender} \cdot 10^{\frac{g_d-a+\qty{2,15}{\dB}}{\qty{10}{\dB}}}$
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[question:EG508]
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@@ -194,8 +194,8 @@ In der nächsten Frage ist eine Antenne mit einem Gewinn von $\qty{0}{\dB}$ auf
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[question:EG510]
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Hier kann wieder die Folmel aus der Formelsammlung verwendet werden:
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Hier kann wieder die Formel aus der Formelsammlung verwendet werden:
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$P_\text{EIRP} = P_\text{Sender} \cdot 10^{\frac{g_i-a+\qty{2,15}{\dB}}{\qty{10}{\dB}}} = \qty{8,5}{\watt} \cdot 10^{\frac{\qty{0}{\dB}-\qty{1,5}{\dB}+\qty{2,15}{\dB}}{\qty{10}{\dB}}} = \qty{9,9}{\watt}$
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$P_\text{EIRP} = P_\text{Sender} \cdot 10^{\frac{g_d-a+\qty{2,15}{\dB}}{\qty{10}{\dB}}} = \qty{8,5}{\watt} \cdot 10^{\frac{\qty{0}{\dB}-\qty{1,5}{\dB}+\qty{2,15}{\dB}}{\qty{10}{\dB}}} = \qty{9,9}{\watt}$
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Im Kopf kann man es auch überschlagen: Rechnet man wieder den Gesamtgewinn des Systems aus, so beträgt dieser nur $\qty{0,65}{\dB}$, also nicht einmal $\qty{1}{\dB}$. $\qty{1}{\dB}$ entspricht, laut unserer Tabelle [ref:e_dezibel_leistungsfaktoren], einem Faktor von $\num{1,26}$. Der Zielwert muss also zwischen $\qty{8,5}{\watt}$ und $\qty{10,71}{\watt}$ liegen. Nur die $\qty{9,9}{\watt}$ kommen also in Frage.
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@@ -14,4 +14,20 @@ Dabei solltest du dir folgende Dinge merken:
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[question:AH305]
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[question:AH306]
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[question:AH307]
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[question:AH308]
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[question:AH308]
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Das Ende eines CW-Aurora-QSOs zwischen GM4YXI und OK/DF7TR/P kann hier angehört werden:
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[include:applet_aurora]
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Ein SSB-Aurora-QSO gibt es auch auf [Youtube](https://50ohm.de/assb) zum Anhören.
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</webonly>
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<latexonly>
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Ein Beispiel eines Aurora-CW-QSOs zwischen OH2MA und OH2LAK auf $\qty{50}{\mega\hertz}$ gibt es auf [Youtube](https://50ohm.de/acw). Hier kann man den sehr rauen und verauschten Ton der Morsezeichen hören. Ein SSB QSO gibt es auch auf [Youtube](https://50ohm.de/assb) zum Anhören.
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@@ -10,11 +10,11 @@ Bei Frequenzmodulation befindet sich die Information des modulierenden Signals n
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Der Hub eines FM-Signals bestimmt um welchen Betrag sich die Frequenz des Oszillators im Sender, je nach Amplitude des modulierenden Signals, ändert. Eine größere Auslenkung der Frequenz entspricht hierbei, nach Demodulation im FM-Empfänger, wieder einer größeren Amplitude des demodulierten Signals. Daher hat ein größerer Hub eines frequenzmodulierten Senders direkten Einfluss auf die Lautstärke des demodulierten Signals in einem FM-Empfänger.
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[question:AE305]
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Die belegte Bandbreite einer FM-Aussendung wird durch den Hub und die maximale Modulationsfrequenz bestimmt. In erster Näherung kann für kleinen Hub und niedrige Modulationsfrequenz die Carson-Formel angewendet werden. Sie gibt an in welcher Bandberite sich $\qty{90}{\percent}$ der Sendeleistung befinden.
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Die belegte Bandbreite einer FM-Aussendung wird durch den Hub und die maximale Modulationsfrequenz bestimmt. In erster Näherung kann für kleinen Hub und niedrige Modulationsfrequenz die Carson-Formel angewendet werden. Sie gibt an in welcher Bandberite sich $\qty{99}{\percent}$ der Sendeleistung befinden.
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**Carson-Formel**
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$B\approx2*\left(\Delta f_{\textrm{T}} + f_{\textrm{mod max}} \right)$
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$B\approx2 \cdot \left(\Delta f_{\textrm{T}} + f_{\textrm{mod max}} \right)$
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Die belegte Bandbreite berechnet sich hierbei nach der vorgenannten Formel. Hieraus ist ersichtlich, dass eine höhere Modulationsfrequenz oder ein größerer Hub (z.B. hervorgerufen durch eine höhere Ansteuerung des FM-Modulators), zu einer größeren Bandbreite des Signals führen. Es können hierdurch Nachbarkanalstörungen hervorgerufen werden, da die Bandbreite des Signals in beiden Fällen zunimmt.
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[question:AE306]
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@@ -12,7 +12,7 @@ $$\qty{1}{\hertz} = \frac{1}{\unit{\second}}$$
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Im Funk benutzen wir auch elektrische Schwingungen, allerdings mit sehr viel höheren Frequenzen als das Stromnetz, z. B. $\qty{144000000}{\hertz}$. Bei so vielen Ziffern wird es schnell unübersichtlich. Daher verwenden wir den Ausdruck Megahertz ($\unit{\mega\hertz}$) für eine Million Hertz und sagen "144 Megahertz". Wir haben das *Einheitenvorzeichen* "$\unit{\mega}$" verwendet und es vor die eigentliche Einheit "$\unit{\hertz}$" gesetzt. Damit drücken wir aus, dass der angegebene Wert mit einer Million multipliziert wird. Weitere Beispiele für Frequenzen mit Einheitenvorzeichen sind in der Tabelle [ref:n_frequenz_einheitenvorzeichen] [index:Einheitenvorzeichen] zusammengestellt.
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Im Funk benutzen wir auch elektrische Schwingungen, allerdings mit sehr viel höheren Frequenzen als das Stromnetz, z. B. $\qty{144000000}{\hertz}$. Bei so vielen Ziffern wird es schnell unübersichtlich. Daher verwenden wir den Ausdruck Megahertz ($\unit{\mega\hertz}$) für eine Million Hertz und sagen "144 Megahertz". Wir haben das *Einheitenvorzeichen* "$\unit{\mega\,}$" verwendet und es vor die eigentliche Einheit "$\unit{\hertz}$" gesetzt. Damit drücken wir aus, dass der angegebene Wert mit einer Million multipliziert wird. Weitere Beispiele für Frequenzen mit Einheitenvorzeichen sind in der Tabelle [ref:n_frequenz_einheitenvorzeichen] [index:Einheitenvorzeichen] zusammengestellt.
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| X: Bezeichnung | r: Abkürzung | r: Wert |
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@@ -44,7 +44,7 @@ Dabei ist zu beachten, dass sich die magnetischen Feldlinien bei einer Zylinders
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[question:EB203]
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Für diese Prüfungsfrage berechnen zunächst den mittleren Umfang eines Rings mit mittlerem Durchmesser $d$. In der Aufgabe ist $d=\qty{2,6}{\centi\meter}$. Dabei bitte die Einheit beachten -- am Besten, wir gehen auf die Grundeinheit $\unit{\meter}$ zurück.
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Für diese Prüfungsfrage berechnen wir zunächst den mittleren Umfang eines Rings mit mittlerem Durchmesser $d$. In der Aufgabe ist $d=\qty{2,6}{\centi\meter}$. Dabei bitte die Einheit beachten -- am Besten, wir gehen auf die Grundeinheit $\unit{\meter}$ zurück.
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Der mittlere Umfang ($l_m$) ergibt sich aus folgender Beziehung:
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@@ -1,5 +1,9 @@
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In der Klasse E haben wir bereits *Fading* (*QSB*) kennen gelernt. Das wird hier nochmal in der Klasse A etwas vertieft. Wenn ein Funksignal auf mehr als einem Weg vom Sender zum Empfänger gelangt, dann spricht man von *Mehrwegeausbreitung*. Eine wichtige Ursache ist die Reflexion des Signals an Flächen (z.B. Gebäude, Topografie, Flugzeuge) [ref:a_mehrwegeausbreitung_reflexion]. Auf Kurzwelle kommt hinzu, dass das Signal in der Ionosphäre häufig an mehreren Stellen gebrochen wird [ref:a_mehrwegeausbreitung_ionosphäre]. Fast jede Funkverbindung ist von Mehrwegeausbreitung betroffen.
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[picture:1064:a_mehrwegeausbreitung_reflexion:Mehrwegeausbreitung durch Reflexion. Durch die Phasenverschiebung bei der Reflexion kann es zu Verstärkung oder Abschwächung des empfangenen Signals kommen]
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Der Empfänger erhält also gleichzeitig *mehrere* Signale, die aufgrund unterschiedlicher Wegstrecken mit abweichenden Laufzeiten und damit verschiedenen Phasen eintreffen. Diese Signale werden im Empfänger addiert und nennt sich in der Fachsprache *Interferenz*. Abhängig vom Phasenunterschied kann das resultierende Summensignal entweder verstärkt oder abgeschwächt werden – im Extremfall sogar bis zur vollständigen Auslöschung.
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@@ -50,7 +50,7 @@ In der folgenden Frage muss nun erstmals ein richtiger Sicherheitsabstand berech
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Zunächst müssen wir die Strahlungsleistung in $P_\textrm{EIRP}$ berechnen. Außerdem fällt uns auf, dass der Antennengewinn in $\unit{\dBd}$ angegeben ist. Hierzu nutzen wir wieder die Formel aus der Formelsammlung:
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$P_\text{EIRP} = P_\text{Sender} \cdot 10^{\frac{g_i-a+\qty{2,15}{\dB}}{\qty{10}{\dB}}} = \qty{100}{W} \cdot 10^{\frac{\qty{7,5}{\dBd}-\qty{1,5}{\dB}+\qty{2,15}{\dB}}{\qty{10}{\dB}}} \approx \qty{653}{\watt}$
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$P_\text{EIRP} = P_\text{Sender} \cdot 10^{\frac{g_d-a+\qty{2,15}{\dB}}{\qty{10}{\dB}}} = \qty{100}{W} \cdot 10^{\frac{\qty{7,5}{\dBd}-\qty{1,5}{\dB}+\qty{2,15}{\dB}}{\qty{10}{\dB}}} \approx \qty{653}{\watt}$
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Die Summe der Gewinne und Dämpfungen des gesamten Antennensystems ist der Antennengewinn von $\qty{7,5}{\dBd}$, abzüglich der Kabeldämpfung von $\qty{1,5}{\dB}$ und plus der Gewinn von $\qty{2,15}{\dBi}$ für den isotropen Strahler (der Antennengewinn bezieht sich auf den Dipol).
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@@ -7,7 +7,7 @@ Selbst ohne genaue Rechnung wird schnell deutlich, dass die Kombination aus $\qt
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Zur Übung kann man das trotzdem Rechenen: Wir nutzen erneut die Formel aus der Formelsammlung:
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$P_\text{EIRP} = P_\text{Sender} \cdot 10^{\frac{g_i-a+\qty{2,15}{\dB}}{\qty{10}{\dB}}} = \qty{6}{\watt} \cdot 10^{\frac{\qty{13}{dBd}+\qty{2,15}{\dB}}{\qty{10}{\dB}}} \approx \qty{197}{\watt}$
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$P_\text{EIRP} = P_\text{Sender} \cdot 10^{\frac{g_d-a+\qty{2,15}{\dB}}{\qty{10}{\dB}}} = \qty{6}{\watt} \cdot 10^{\frac{\qty{13}{dBd}+\qty{2,15}{\dB}}{\qty{10}{\dB}}} \approx \qty{197}{\watt}$
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Auch diese Rechnung lässt sich wieder leicht im Kopf durchführen, indem man den Gesamtgewinn in einzelne sinvolle Anteile zerlegt:
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@@ -29,9 +29,9 @@ Eine Relaisfunkstelle empfängt auf ihrer Eingabefrequenz das Signal einer Amate
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Beispielsweise wird die Frequenz eines $\qty{70}{\centi\meter}$ Relais so angegeben:
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* Ausgabefrequenz: $\qty{438,875}{\mega\hertz}$
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* Ablage: $\qty{-7,600}{\mega\hertz}$
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* Eingabefrequenz: $\qty{431,275}{\mega\hertz}$
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* Ablage: $\qty{+7,600}{\mega\hertz}$
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* Ausgabefrequenz: $\qty{438,875}{\mega\hertz}$
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[question:BE401]
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[question:BE402]
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@@ -8,9 +8,15 @@ Auf der Kurzwelle kann der Bereich in der Ionosphäre, der die Raumwelle zur Erd
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[question:AH223]
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% Photo by DC2CB:
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[photo:331:a_regenscatter:$\qty{10}{\giga\hertz}$ Regenscatter (DL4M Juni 2025)]
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%TODO: Bild besorgen, bzw. Anekdote von COVID Lockdown
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%TODO: bzw. Anekdote von COVID Lockdown
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Schließlich kann man sich auf VHF, UHF und SHF noch von ganz anderer Seite Hilfe holen, um über den Horizont hinaus zu senden, nämlich per *Aircraft-Scatter*: Hier dienen Flugzeuge als kurzzeitige Reflektoren, wenn sie sich auf oder in der Nähe der Verbindungslinie zwischen Sender und Empfänger befinden. Durch die schnelle Bewegung des Flugzeugs sind solche Verbindungsmöglichkeiten recht kurz, so dass eine schnelle QSO-Abwicklung gefragt ist.
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@@ -1,3 +1,7 @@
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[picture:733:a_sporadic_e:Refraktion bei Sporadic-E]
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In den Klassen N und E haben wir ja bereits gelernt, dass Funkverbindungen über Sporadic E (Besonders stark ionisierten Bereichen der E-Region) vor allem vom oberen Kurzwellenbereich bis zum $\qty{2}{\meter}$-Band durchgeführt werden.
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[question:AH301]
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@@ -51,8 +51,6 @@ Wir sprechen deshalb auch bei einer verlustfreien Spule von Blindleistung und Bl
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[question:AC201]
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% entfernt [photo:266:a_Blindleistung_einer_Spule:Blindleistung in einer Spule]
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Sollte eine Spule bei Hochfrequenzanwendungen warm werden, dann besitzt sie Verluste, die diese Erwärmung bewirken.
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Die Verluste entstehen durch den ohmschen Widerstand des Drahtes und zusätzlich wirkt auch noch der Skin-Effekt, der den Drahtquerschnitt scheinbar verkleinert.
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[question:AC209]
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Grundsätzlich steigt die Induktivität wenn die Windungszahl erhöht wird, die Spulenlänge verkürzt wird, die Querschnittsfläche der Spule vergrößert wird und ein magnetisch leitfähigeres Material als Spulenkern verwendet wird. Zur Erhöhung der Induktivität, ohne die Windungszahl drastisch zu steigern, wird die Wicklung auf einen Ferritringkern gewickelt. Drosselspulen mit hoher Induktivität werden zur Verringerung hochfrequenter Ströme eingesetzt.
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@@ -1,4 +1,4 @@
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Wir haben gelernt, dass bei Amplitudenmodulation zusätzlich zum Träger zwei Seitenbänder vorhanden sind. Diese werden unteres bzw. oberes Seitenband genannt. Wie in Abbildung [ref:n_seitenband_2] zu sehen ist, befindet sich das "untere Seitenband" in der Frequenz unterhalb des Trägers und das "obere Seitenband" oberhalb. Im Englischen wird von "lower side band" (LSB) für das untere und "upper side band" (USB) für das obere Seitenband gesprochen.
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Wir haben gelernt, dass bei Amplitudenmodulation zusätzlich zum Träger zwei Seitenbänder vorhanden sind. Diese werden unteres bzw. oberes Seitenband genannt. Wie in Abbildung [ref:n_seitenband_2] zu sehen ist, befindet sich das "untere Seitenband" in der Frequenz unterhalb des Trägers und das "obere Seitenband" oberhalb. Im Englischen wird von "lower sideband" (LSB) für das untere und "upper sideband" (USB) für das obere Seitenband gesprochen.
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[picture:482:n_seitenband_2:Amplitudenmodulation, Träger mit unterem (a) und oberem (b) Seitenband]
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@@ -2,9 +2,11 @@ In den Klassen N und E haben wir bereits die *Toten Zone* kennengelernt. Schauen
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- Je höher die Frequenz, desto größer ist der Radius der toten Zone: Abbildung [ref:a_tote_zone_1]
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- Je flacher die Abstrahlung, desto größer ist der Radius der toten Zone: Abbildung [ref:a_tote_zone_2]
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[picture:995:a_tote_zone_1:Simulation der Ausdehnung der Toten Zone bei einem Abstrahlwinkel von $\qty{45}{\degree}$ in Abhängigkeit der Frequenz, im Januar 2025]
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[picture:994:a_tote_zone_2:Simulation der Ausdehnung der Toten Zone in Abhängigkeit vom Abstrahlwinkel im $\qty{40}{\meter}$-Band, im Januar 2025]
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@@ -8,7 +8,7 @@ Der *Bipolartransistor* wird im Englischen auch BJT: Bipolar Junction Transistor
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Die ideale Funktion aller Transistortypen, und auch der Elektronenröhre, ist die einer *spannungsgesteuerten Stromquelle*: mit einer möglichst kleinen Spannungsänderung am Eingang soll eine möglichst große Stromänderung am Ausgang bewirkt werden.
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Der Bipolartransistor hat drei Anschlüsse, die Emitter, Basis und Kollektor genannt werden. Der Emitter sendet Ladungsträger in die Basis - beim npn-Bipolartransistor sind das *Elektronen*, beim pnp-Bipolartransistor Defektelekronen, auch *Löcher* genannt. Die Physik hinter diesen Begriffen werden wir erst in der Ausbildung für die Klasse A besprechen. Diese Ladungsträger durchqueren die Basis und werden vom Kollektor wieder aufgesammelt.
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Der Bipolartransistor hat drei Anschlüsse, die Emitter, Basis und Kollektor genannt werden. Der Emitter sendet Ladungsträger in die Basis - beim npn-Bipolartransistor sind das *Elektronen*, beim pnp-Bipolartransistor Defektelektronen, auch *Löcher* genannt. Die Physik hinter diesen Begriffen werden wir erst in der Ausbildung für die Klasse A besprechen. Diese Ladungsträger durchqueren die Basis und werden vom Kollektor wieder aufgesammelt.
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